Глава 5 Питание радиоэлектронных устройств от сети переменного тока

5.1. ОДНОФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ

Структура однофазного выпрямительного устройства изображена на рис. 5.1.

Рис. 5.1. Структурная схема однофазного выпрямительного устройства

На вход выпрямителя подается переменное напряжение U1, которое с помощью трансформатора Тр изменяется до требуемого значения U2. Кроме того, трансформатор осуществляет электрическую развязку источника выпрямляемого напряжения и нагрузочного устройства, что позволяет получать с помощью нескольких вторичных обмоток различные значения напряжений U2, гальванически не связанных друг с другом. После трансформатора переменное напряжение U2 вентильной группы ВГ (или одним вентилем) преобразуется в пульсирующее напряжение U₀₁. Количество вентилей зависит от схемы выпрямителя.

В выпрямленном напряжении U₀₁, помимо постоянной составляющей, присутствует переменная составляющая, которая с помощью сглаживающего фильтра СФ снижается до требуемого уровня, так что напряжение U₀₂ на выходе фильтра имеет очень малые пульсации. Установленный после фильтра стабилизатор постоянного напряжения Ст поддерживает неизменным напряжение U_н на нагрузочном устройстве R_н при изменении значений выпрямленного напряжения или сопротивления R_н.

Для выпрямления однофазного переменного напряжения широко применяют три типа выпрямителей: однополупериодный и два двухполупериодных. Схема однополупериодного выпрямителя прицелена на рис. 5.2, а. Выпрямитель состоит из трансформатора, к вторичной обмотке которого последовательно подсоединены диод VD и нагрузочный резистор R_н.

Работу выпрямителя удобно рассматривать с помощью временных диаграмм рис. 5.2, б.

Рис. 5.2. Схема (а) и временные диаграммы напряжений и токов (б) однополупериодного выпрямителя

В первый полупериод, т. е. в интервале времени 0 — Т/2, диод открыт, так как потенциал точки а выше потенциала точки б, и под действием напряжения в цепи вторичной обмотки трансформатора возникает ток i_н. В интервале времени Т/2—Т диод закрыт, ток в нагрузочном резисторе отсутствует, а к запертому диоду прикладывается обратное напряжение u₂.

Основными электрическими параметрами однополупериодного выпрямителя и всех выпрямителей являются:

• средние значения выпрямленных тока и напряжения I_{н. ср} и U_{н. ср};

• мощность нагрузочного устройства Р_н.ср = U_{н. ср}∙I_{н. ср};

• амплитуда основной гармоники выпрямленного напряжения U_{осн m};

• коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения р = U_{осн m}/U_{н. ср},

• действующее значение тока и напряжения первичной и вторичной обмоток трансформатора I₁, U₁ и I₂, U₂.

В однополупериодном выпрямителе (рис. 5.2):

Ток I_{н. ср} является прямым током диода, т. е.

I_{пр. ср} = I_{н. ср} =0,45∙U2/R_н. (5.1, а)

Ток I_н является током вторичной обмотки трансформатора: I_н = I2. Тогда с учетом (5.1) действующее значение этого тока

Принимая во внимание, что коэффициент пульсаций р есть отношение амплитуды основной (первой) гармоники, частота которой в данном случае равна ω1, к выпрямленному напряжению U_{н. ср}, получим

p ~= 1,57.

Основное преимущество однополупериодного выпрямителя его простота; недостатки — большой коэффициент пульсаций, малые значения выпрямленного тока и напряжения. Однополупериодный выпрямитель применяют обычно для питания высокоомных нагрузочных устройств мощностью не более 10…15 Вт (например, электронно-лучевых трубок), допускающих повышенную пульсацию.

Диод в выпрямителях является основным элементом. Поэтому диоды должны соответствовать основным электрическим параметрам выпрямителей. Иначе говоря, диоды во многом определяют основные показатели выпрямителей. Для надежной работы диодов в выпрямителях требуется выполнение условий: I_{пр. ср} > I_{н. ср} и U_обp.max > √(2U_2m) примерно с превышением в 30 %.

Двухполупериодные выпрямители бывают двух типов: мостовые и с выводами средней точки вторичной обмотки трансформатора. Эти выпрямители являются более мощными, чем однополупериодные, так как с их помощью нагрузочные устройства используют для своего питания оба полупериода напряжения сети. Наибольшее распространение получил двухполупериодный мостовой выпрямитель (рис. 5.3, а). Он состоит из трансформатора и четырех диодов, подключенных к вторичной обмотке трансформатора по мостовой схеме. К одной из диагоналей моста присоединяется вторичная обмотка трансформатора, а к другой — нагрузочный резистор R_н. Каждая пара диодов (VD1, VD3 и VD2, VD4) работает поочередно.

Диоды VD1, VD3 открыты в первый полупериод напряжения вторичной обмотки трансформатора u₂ (интервал времени 0 — Т/2), когда потенциал точки а выше потенциала точки б. При этом в нагрузочном резисторе R_н появляется ток I_н (рис. 5.3, б). В этом интервале диоды VD2, VD4 закрыты. В следующий полупериод напряжения вторичной обмотки (интервал времени Т/2 — Т) потенциал точки б выше потенциала точки а, диоды VD2, VD4 открыты, а диоды VD1, VD3 закрыты. В оба полупериода, как видно из рис. 5.3, а ток через нагрузочный резистор R_н имеет одно и то же направление.

Рис. 5.3. Схема (а) и временные диаграммы напряжений и токов (б) мостового выпрямителя

Основные параметры мостового выпрямителя:

Анализ приведённых соотношений показывает, что при одинаковых значениях параметров трансформаторов и сопротивления R_н мостовой выпрямитель по сравнению с однополупериодным имеет следующие преимущества: средние значения выпрямленных тока I_{н. ср} и напряжения U_{н. ср} в два раза больше, а пульсации значительно меньше. Амплитуда основной гармоники частотой 2ω1 равна (2/3)∙U_{н. ср}. Следовательно, р ~= 0,67.

В то же время максимальное обратное напряжение на каждом из закрытых диодов, которые по отношению к зажимам вторичной обмотки включены параллельно, имеет такое же значение, что и в однополупериодном выпрямителе, т. е. U_2m = √(2U2). Все эти преимущества достигнуты за счет увеличения количества диодов в четыре раза, что является основным недостатком мостового выпрямителя.

Двухполупериодный выпрямитель с выводом средней точки вторичной обмотки трансформатора (рис. 5.4, а) можно рассматривать как сочетание двух однополупериодных выпрямителей, включённых на один и тот же нагрузочный резистор R_н.

Действительно, в каждый из полупериодов напряжения u_ab работает либо верхняя, либо нижняя часть выпрямителя. Когда потенциал точки а выше потенциала средней точки 0 (интервал времени 0 — Т/2), диод VD1 открыт, диод VD2 закрыт, так как потенциал точки b ниже потенциала точки 0.

В этот период времени в нагрузочном резисторе R_н появляется ток i_н (рис. 5.4, б). В следующий полупериод напряжения u_ab, (интервал времени Т/2 — Т) потенциал точки b выше, а потенциал точки а ниже потенциала точки 0. Диод VD2 открыт, а диод VD1 закрыт. При этом ток в нагрузочном резисторе R_н имеет то же направление, что и в предыдущий полупериод. При одинаковых значениях напряжений U_2a и U_2b эти токи будут равны.

Рис. 5.4. Схема (а) и временные диаграммы напряжений и токов (б) выпрямителя с выводом средней точки вторичной обмотки трансформатора

Данный тип выпрямителя имеет те же преимущества перед однополупериодным выпрямителем, что и мостовой выпрямитель, за исключением напряжения U_{обр. max} которое определяется напряжением u_ab. При U_ab = 2U₂ и одинаковых значениях сопротивлений нагрузочных резисторов R_н

U_{обр. max} ~= 3,14∙U_{н. ср}.

Все остальные соотношения для токов и напряжений определяются по формулам (5.5–5.7, 5.9), полученным для мостового выпрямителя, а коэффициент пульсаций р ~= 0,67.

Помимо указанного недостатка, в рассматриваемом двухполупериодном выпрямителе габариты, масса и стоимость трансформатора больше, чем в однополупериодном и мостовом выпрямителях, поскольку вторичная обмотка имеет вдвое больше число витков и требуется вывод от средней точки обмотки.

Достоинства этого выпрямителя — вдвое меньше количество диодов.

Двухполупериодные выпрямители применяют для питания нагрузочных устройств малой и средней мощностей.

5.2. СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ

Сглаживающим фильтром называют устройство, предназначенное для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения.

Как отмечалось выше, выпрямленное напряжение является пульсирующим, в котором можно выделить постоянную и переменную составляющие. Коэффициент пульсации для однополупериодного однофазного выпрямителя равен 1,57, а для двухполупериодного выпрямителя — 0,67.

С такими коэффициентами пульсаций выпрямленное напряжение в подавляющем большинстве случаев использовать нельзя, так как при этом работа электронных блоков и устройств резко ухудшается или вообще недопустима. В зависимости от назначения того или иного электронного блока (усилителя, генератора и т. д.), его места в электронном устройстве или системе (на входе, выходе и т. д.) коэффициент пульсаций напряжения питания не должен превышать определённых значений. Так, для основных каскадов автоматических систем он не должен превышать 10^-2…10^-3, для выходных усилительных каскадов — 10^-4…10^-5, для автогенераторов — 10^-5…10^-6, а для входных каскадов электронных измерительных устройств — 10^-6…10^-7. Основными элементами сглаживающих фильтров являются конденсаторы, катушки индуктивности и транзисторы, сопротивления которых различны для постоянного и переменного токов.

Для постоянного тока сопротивление конденсатора равно бесконечности, а сопротивление катушки индуктивности очень мало.

Сопротивление транзистора постоянному току (статическое сопротивление) на два-три порядка меньше сопротивления переменному току (динамическое сопротивление). Основным параметром, характеризующим эффективность действия сглаживающего фильтра является коэффициент сглаживания q, равный отношению коэффициентов пульсаций на входе и выходе фильтра:

q = Р_вх/Р_вых.

Кроме выполнения требования к коэффициенту сглаживания фильтры должны иметь минимальное падение постоянного напряжения на элементах, минимальные габариты, массу и стоимость.

В зависимости от типа фильтрующего элемента различают емкостные, индуктивные и электронные фильтры. По количеству фильтрующих звеньев фильтры делятся на однозвенные и многозвенные. Здесь будем рассматривать самые простые фильтры.

5.2.1. Емкостные фильтры

Этот тип фильтров относится к однозвенным фильтрам. Его включают параллельно нагрузочному резистору R_н (рис. 5.5, а). Работу емкостного фильтра удобно рассматривать с помощью временных диаграмм, изображённых на рис. 5.5, б. В интервал времени t₂ — t₃ конденсатор через открытый диод VD заряжается до амплитудного значения напряжения u2, так как в этот период напряжение u2 > u_C. В это время ток i_a = i_C + i_н. В интервале времени t₁ — t₂, когда напряжение u2 становится меньше напряжения на конденсаторе u_С, конденсатор разряжается через нагрузочный резистор R_н, заполняя разрядным током паузу в нагрузочном токе i_н, которая имеется в однополупериодном выпрямителе в отсутствие фильтра. В этот интервал времени напряжение на резисторе R_н снижается до некоторого значения, соответствующего времени t₃, при котором напряжение u2 в положительный полупериод становится равным напряжению на конденсаторе u_C. После этого диод вновь открывается, конденсатор С_ф начинает заряжаться и процессы зарядки и разрядки конденсатора повторяются.

Временные диаграммы тока и напряжений двухполупериодного мостового выпрямителя с емкостным фильтром (рис. 5.5, в) приведены на рис. 5.5, г.

Рис. 5.5. Схемы ёмкостных фильтров с однололупериодным (а) и мостовым (в) выпрямителями, временные диаграммы напряжений и токов однополупериодного (б) и мостового (г) выпрямителей с ёмкостным фильтром

Анализ временных диаграмм показывает, что с изменением емкости конденсатора С_ф или сопротивления нагрузочного резистора R_H будет изменяться значение коэффициента пульсаций выпрямленного напряжения. При этом чем меньше разрядится конденсатор, тем меньше будут пульсации в выпрямленном токе i_н. Разряд конденсатора С_ф определяется постоянной времени разрядки τ_разр = С_фR_н. При постоянной времени τ_разр >= 10Т коэффициент пульсаций определяется по формуле

где f_oсн — частота основной гармоники, не превышает 10².

Работа выпрямителя с емкостным фильтром существенно зависит от изменения нагрузочного тока. Действительно, при увеличении тока i_н, что происходит при уменьшении сопротивления R_н, постоянная времени τ_разр уменьшается, уменьшается и среднее значение выпрямленного напряжения U_{н. сp}, а пульсации возрастают.

При использовании емкостного фильтра следует учитывать, что максимальное значение тока диода i_a определяется лишь сопротивлениями диода R_пр и вторичной обмотки трансформатора, поэтому оно может достигать значений, больших I_{пр. max}. Такой большой ток может вывести из строя диод. Для предотвращения этого последовательно с диодом необходимо включать добавочный резистор. Кроме того, следует учитывать, что напряжение U_{обр. max}, прикладываемое к диоду, в два раза превышает U_2m, так как в момент времени, когда диод заперт, напряжения на конденсаторе и на вторичной обмотке трансформатора складываются.

Емкостный фильтр целесообразно применять с высокоомным нагрузочным резистором R_н при мощности Р_н не более нескольких десятков ватт.

5.2.2. Г-образные фильтры

Г-образные фильтры являются простейшими многозвенными фильтрами. Этот фильтр может быть LC-типа (рис. 5.6, а) или RC-типа (рис. 5.6, б). Их применяют тогда, когда с помощью однозвенных фильтров не выполняется предъявляемое к ним требование с точки зрения получения необходимых коэффициентов сглаживания. Эти фильтры, являясь более сложными по сравнению с однозвенными, обеспечивают значительно большее уменьшение коэффициента пульсаций. Снижение пульсаций LC-фильтром объясняется совместными действиями катушки индуктивности и конденсатора. Снижение переменных составляющих выпрямленного напряжения обусловлено как сглаживающим действием конденсатора С_ф, так и значительным падением переменных составляющих напряжения на дросселе L_ф.

Рис. 5.6. Схема Г-образных LC-фильтра (а) и RC-фильтра (б)

В то же время постоянная составляющая напряжения на нагрузочном резисторе не уменьшается, так как отсутствует сколько-нибудь значительное падение напряжения этой составляющей на очень малом активном сопротивлении дросселя. С учетом рекомендаций по выбору значений С_ф и L_ф, выражение для коэффициента сглаживания LC-фильтра можно записать в виде:

q = ω²_осн∙L_ф∙C_ф — 1 (5.10)

Оно позволяет рассчитать параметры этого фильтра по заданному значению коэффициента сглаживания:

L_ф∙C_ф = (q + 1)/ω²_осн (5.10, a)

В расчетах по формуле (5.10, а) одним из параметров (индуктивностью или емкостью) элементов фильтра задаются исходя из габаритов, массы и стоимости элементов.

В маломощных выпрямителях, у которых сопротивление нагрузочного резистора составляет несколько килоом, вместо дросселя L_ф включают резистор R_ф (рис. 5.6, б), что существенно уменьшает массу, габариты и стоимость фильтра. При выборе Х_Cф << R_ф на резисторе R_ф создается значительно большее падение напряжения от переменных составляющих выпрямленного тока, чем на резисторе R_н. Если выбрать значение R_ф из соотношения R_н/(R_н + R_ф) = 0,5…0,9, то падение постоянной составляющей напряжения на резисторе R_ф будет минимальным. В итоге доля переменной составляющей в выпрямленном напряжении по отношению к постоянной составляющей на нагрузочном резисторе R_н значительно уменьшается. Коэффициент сглаживания для Г-образного RC-фильтра определяется из выражения:

q = (0,5…0,9)∙ω_оснR_фС_ф.

Следует отметить, что коэффициент сглаживания RC-фильтра меньше, чем у LC-фильтра.

5.3. ВНЕШНИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ

Внешней характеристикой выпрямителя называют зависимость напряжения на нагрузочном устройстве от тока в нем: U_н = f(I_н).

Наличие такой зависимости обусловлено тем, что в реальном выпрямителе сопротивления диодов и обмоток трансформаторов не равны нулю, а имеют конечные значения. На этих сопротивлениях от выпрямленного тока I_н создаётся падение напряжения, приводящее к уменьшению напряжения U_н.

В выпрямителе без фильтра напряжение U_н и нагрузочный ток связаны между собой соотношением:

U_н = U_{н. х} - (R_пр — R_тр)/I_н

где U_{н. х}  — напряжение на нагрузочном устройстве при I_н = 0.

На рис. 5.7 изображена зависимость U_н = f(I_н) выпрямителя без фильтра (кривая 1). Как видно, кривая 1 нелинейная, что объясняется нелинейным характером вольт-амперной характеристики диода, т. е. зависимостью R_пр от тока.

Кривая 2 на рис. 5.7 соответствует выпрямителю с емкостным фильтром. При I_н = 0 кривая берет свое начало из точки на оси ординат, соответствующей напряжению U_2m = √(2U₂), так как в отсутствие тока I_н конденсатор С_ф заряжается до амплитудного значения напряжения вторичной обмотки u2.

С ростом тока I_н кривая 2 спадает быстрее, чем кривая 1, что объясняется не только увеличением падения напряжения на вторичной обмотке трансформатора и прямом сопротивлении диода, но и уменьшением постоянной времени разряда τ_разр = R_нС_ф, обусловливающим дополнительное снижение среднего значения выпрямленного напряжения U_н. Можно легко показать, что при дальнейшем уменьшении R_н кривая 2 будет асимптотически стремиться к кривой 1 и при R_н = 0 они придут волну точку на оси абсцисс.

Внешняя характеристика выпрямителя с Г-образным RC-фильтром (кривая 3) на рис. 5.7 имеет еще более крутой наклон, чем кривая 2. Это вызвано дополнительным падением напряжения на последовательно включенном резисторе R_ф.

Рис. 5.7. Внешние характеристики выпрямителей

5.4. СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ

Стабилизатором напряжения называют устройство, автоматически обеспечивающее поддержание напряжения нагрузочного устройства с заданной степенью точности.

Напряжение нагрузочного устройства может сильно изменяться не только при изменении нагрузочного тока I_н, но и за счет воздействия ряда дестабилизирующих факторов. Одним из них является изменение напряжения промышленных сетей переменного тока.

В соответствии с ГОСТ это напряжение может отличаться от номинального значения в пределах от + 10 до —15 %. Другими дестабилизирующими факторами являются изменение температуры окружающей среды, колебание частоты тока и т. д. Применение стабилизаторов диктуется тем, что современная электронная аппаратура может нормально функционировать при нестабильности питающего напряжения 0…3 %, а для отдельных функциональных узлов электронных устройств нестабильность должна быть еще меньше. Так, для УПТ и некоторых измерительных электронных приборов нестабильность питающего напряжения не должна превышать 10^-4%.

Стабилизаторы квалифицируют по ряду признаков:

• по роду стабилизируемой величины — стабилизаторы напряжения или тока;

• по способу стабилизации — параметрические и компенсационные стабилизаторы.

В настоящее время широкое применение получили компенсационные стабилизаторы, которые подразделяют на стабилизаторы непрерывного и импульсного регулирования. При параметрическом способе стабилизации используются некоторые приборы с нелинейной вольт-амперной характеристикой, имеющей пологий участок, где напряжение (ток) мало зависит от дестабилизирующих факторов. К таким приборам относятся стабилитроны, бареттеры, лампы накаливания и др.

При компенсационном способе стабилизации постоянство напряжения (тока) обеспечивается за счет автоматического регулирования выходного напряжения (тока) источника питания. Это достигается за счет введения отрицательной обратной связи между выходом и регулирующим элементом, который изменяет свое сопротивление так, что компенсирует возникшее отклонение выходной величины.

Основным параметром, характеризующим качество работы всех стабилизаторов, является коэффициент стабилизации. Как отмечалось, определяющими дестабилизирующими факторами, из-за которых изменяются выходные величины стабилизатора, являются входное напряжение стабилизатора U_вх и нагрузочный ток I_н.

Для стабилизатора напряжения коэффициент стабилизации по напряжению:

где ΔU_вх и ΔU_выx — приращения входного и выходного напряжений, a U_вх и U_вых — номинальные значения входного и выходного напряжений.

Помимо коэффициента стабилизации стабилизаторы характеризуются такими параметрами, как внутреннее сопротивление R_i.ст и коэффициент полезного действия h_ст. Значениевнутреннего сопротивления стабилизатора R_i.ст позволяет определить падение напряжения на стабилизаторе, а следовательно, и напряжение на нагрузочном устройстве U_н при изменениях нагрузочного тока.

Коэффициент полезного действия стабилизатора характеризует мощность потерь в нем и является основным энергетическим показателем стабилизатора:

η_ст = Р_н/(Р_н + Р_п),

где Р_н — полезная мощность в нагрузочном устройстве; Р_п — мощность потерь.

В ряде случаев необходимо учитывать массу, габариты и срок службы используемых стабилизаторов.

5.4.1. Параметрические стабилизаторы напряжения

Схема простейшего параметрического стабилизатора напряжения изображена на рис. 5.8, а. С помощью такого стабилизатора, в котором применяется полупроводниковый стабилитрон VD, можно получать стабилизированное напряжение от нескольких вольт до нескольких сотен вольт при токах от единиц миллиампер до единиц ампер. Если необходимо стабилизировать напряжение менее 3 В, то вместо стабилитронов используют стабисторы (см. гл. 4).

Стабилитрон в параметрическом стабилизаторе включают параллельно нагрузочному резистору R_н. Последовательно со стабилитроном для создания требуемого режима работы включают балластный резистор R_б. Принцип действия параметрического стабилизатора постоянного напряжения удобно объяснить с помощью графика на рис. 5.8, б, на котором изображены вольт-амперная характеристика полупроводникового стабилитрона и «опрокинутая» вольт-амперная характеристика резистора R_б. Такое построение вольт-амперных характеристик позволяет графически решить уравнение электрического состояния стабилизатора напряжения: U_вх1 = U_ст1 + R_бI_ст1. При увеличении напряжения U_вх1 на ΔU_вх, например, из-за повышения напряжения сети, вольт-амперная характеристика резистора переместится параллельно самой себе и займет положение 2. Из рис. 5.8, б видно, что напряжение U_ст2 мало отличается от напряжения U_ст1 т. е. практически напряжение на стабилитроне и на нагрузочном резисторе R_н останется неизменным. Напряжение на нагрузочном устройстве останется неизменным также при снижении входного напряжения и изменениях нагрузочного тока I_н.

Рис. 5.8. Схема параметрического стабилизатора напряжения на полупроводниковом стабилитроне (а) и пояснение принципа действия параметрического стабилизатора (б)

Для нормальной работы параметрического стабилизатора сопротивление резистора R_б должно быть таким, чтобы его вольт-амперная характеристика пересекала вольт-амперную характеристику стабилитрона в точке А, соответствующей номинальному току стабилитрона I_{ст. ном}, значение которого указано в паспортных данных стабилитрона. Коэффициент стабилизации параметрического стабилизатора на полупроводниковом стабилитроне может достигать 30…50.

Основными достоинствами параметрических стабилизаторов напряжения являются простота конструкции и надежность работы.

К недостаткам следует отнести небольшой коэффициент полезного действия, не превышающий 0,3, большое внутреннее сопротивление стабилизатора (5…20 Ом), а также узкий регулируемый диапазон стабилизируемого напряжения.

Работа компенсационного стабилизатора напряжения будет рассмотрена в этой главе на примере конкретного стабилизатора, рекомендуемого для изготовления.

5.5. ДЛЯ САМОСТОЯТЕЛЬНОГО ИЗГОТОВЛЕНИЯ

5.5.1. Приставка-автомат к блоку питания [4]

Когда радиоаппаратура питается от выносного блока, приходится постоянно помнить о необходимости вынуть из розетки вилку сетевого шнура, после того как нагрузка выключена. Единственный выход в этом случае — дополнить блок питания автоматом (рис. 5.9), который отключит блок от сети, если контакты выключателя нагрузки будут разомкнуты.

Рис. 5.9. Приставка-автомат к блоку питания

Рассмотрим работу автомата. При нажатии кнопки SB2 на выходе блока питания (БП) и нагрузке (ее выключатель SB2 должен находиться во включенном состоянии) появляется постоянное напряжение. Протекающий через диод VD1 ток нагрузки создает на нем падение напряжения, открывающее транзисторы VT1, VT3. Одновременно через резистор R2 подается открывающее напряжение на составной транзистор VT2—VT4. При этом транзистор VT2 шунтирует резистор R1, подавая на обмотку реле К1 практически полное питающее напряжение.

Реле срабатывает и контактами К1.2 шунтирует контакты кнопки SB2 (теперь кнопку можно отпустить), а контактами К1.1 закрывает составной транзистор. С этого момента через обмотку реле протекает ток удержания, ограниченный резистором R1. Если необходимо выключить нагрузку, достаточно нажать кнопку SB1. Реле отпустит и разомкнувшимися контактами К1.2 отключит блок питания от сети. В случае ошибочного отключения нагрузки ее встроенным выключателем ток через диод VD1 перестанет протекать, транзисторы VT1, VT3 закроются, реле отпустит, контакты К1.2 разомкнутся.

Параллельное включение транзисторов VT1, VT3 позволяет снизить токовую нагрузку на них до безопасного значения. Конечно, на их месте может работать один более мощный транзистор. Диод VD2 защищает транзисторы от токов, возникающих при коммутации обмотки реле.

Кроме указанных на схеме, в автомате могут быть использованы другие германиевые транзисторы соответствующей структуры. Следует лишь помнить, что транзисторы VT1, VT3 должны быть рассчитаны на работу при коллекторном токе, необходимом для срабатывания и удержания реле, их можно заменить одним из серий КТ814, КТ816 с исключением диода VD1, a VT2 должен кратковременно (25 мс) выдерживать ток срабатывания реле (можно использовать любой транзистор серий КТ815, КТ817). Диод VD1 — любой выпрямительный кремниевый, способный пропустить максимальный ток нагрузки, VD2 — практически любой кремниевый маломощный, скажем, серий КД102, КД103. При выходном напряжении блока питания 12 В реле может быть РЭН32, паспорт РФ4.519.021-02 (старое обозначение РФ4.519.025П2), а при 9 В — такое же, но паспорт РФ4.519.021-03 (РФ4.519.026П2). Конечно, подойдут и другие реле, срабатывающие при возможно меньшем токе и с контактами К1.2, рассчитанными на работу при сетевом напряжении 220 В.

Часть деталей автомата монтируют на печатной плате (рис. 5.10) из одностороннего фольгированного стеклотекстолита, которую вместе с реле устанавливают внутри блока питания.

Рис. 5.10. Печатная плата для приставки-автомата

Кнопки укрепляют на стенке блока. Если же габариты блока питания не позволяют осуществить такой монтаж, автомат выполняют в виде отдельной приставки с собственным корпусом (кнопки теперь будут на нем) и объединяют его с блоком на общем основании.

Налаживание автомата сводится к подбору резисторов: R1 должен быть такого максимального сопротивления, при котором реле удерживается после срабатывания, a R2 должен обеспечивать насыщение транзистора VT2, в этом режиме падение напряжения между эмиттером и коллектором транзистора не превышает нескольких десятых долей вольта.

5.5.2. Стабилизатор в адаптере [5]

Большинство малогабаритных сетевых блоков питания зарубежного производства, называемых адаптерами, содержат три основных компонента: понижающий трансформатор, выпрямитель и оксидный конденсатор фильтра. Габариты корпуса адаптера позволяют легко переделать его в стабилизированный блок питания.

Здесь рассматривается вариант переделки адаптера (рис. 5.11), рассчитанного на ток нагрузки 300 мА, в стабилизированный источник питания с защитой от короткого замыкания. Узел сравнения выходного напряжения с образцовым собран на транзисторе VT2.

Рис. 5.11. Стабилизатор для адаптера

Если напряжение на выходе стабилизатора снизится, коллекторный ток транзистора VT2 и, следовательно, транзистора VT1 увеличится. Выходное напряжение стабилизатора останется на прежнем уровне. При коротком замыкании транзистор VT2 открыт. Значение тока его коллектора и соответственно тока базы транзистора VT1 определяется сопротивлением резистора R3. Следовательно, ток регулирующего транзистора также будет ограничен.

Детали стабилизатора смонтированы на плате адаптера, с которой удален переключатель. Транзисторы устройства выбирают с возможно большим коэффициентом передачи тока. Выпрямительные диоды используются те же, а оксидный конденсатор необходимо подобрать с возможно меньшими габаритами. Транзистор VT1 установлен на теплоотвод из дюралюминия толщиной 2 мм и размерами 40х10 мм (продиктовано размерами корпуса адаптера). Кроме того, для улучшения теплового режима в корпусе адаптера необходимо сделать отверстия.

Для уменьшения пульсации выходного напряжения между базой транзистора VT2 и нижним по схеме выводом резистора R2 целесообразно включить оксидный конденсатор емкостью 20…22 мкФ на напряжение не менее 15 В плюсовым выводом к базе VT2.

5.5.3. Электрошоковое средство защиты [6]

Основу прибора составляет преобразователь постоянного напряжения (рис. 5.12, а). На выходе прибора применен умножитель напряжения на диодах КЦ-106 и конденсаторах 220 пФ х 10 кВ. Питанием служат 10 аккумуляторов Д-0,55. С меньшими — результат чуть хуже. Можно применять и батареи «Крона» или «Корунд». Важно иметь 9—12 вольт. Аккумуляторы удобны только тем, что их можно заряжать.

Очень важным элементом является трансформатор, который изготовлен из ферритового сердечника (ферритовый стержень от радиоприемника диаметром 8 мм), но эффективнее работал трансформатор из феррита от ТВС — из «П»-образного изготовлен брусок.

Правила намотки высоковольтной обмотки взяты из журнала «Радио» № 1 за 1992 год («Электрическая спичка») — через каждую тысячу витков прокладывается изоляция. Для межвитковой изоляции применяется лента ФУМ (фторопласт). Другие материалы менее надежны. Экспериментально опробованы изолента, слюда, применен провод ПЭЛШО. Трансформатор служил недолго — обмотки «прошивало».

Корпус изготовлен из пластмассовой коробки подходящих размеров — пластмассовая упаковка от электропаяльника. Размеры оригинала: 190х50х40 мм (рис. 5.12, б).

Рис. 5.12, а. Электрошоковое средство зашиты

_{I — 2х14 диам. 0,5–0,8; II — 2х6 диам. 0,5–0,8; III — 5–8 тыс. диам. 0,15—0,25}

Рис. 5.12, б. Корпус прибора

В корпусе сделаны перегородки из пластмассы между трансформатором и умножителем, а также между электродами со стороны пайки — меры предосторожности во избежание прохождения искры внутри схемы (корпуса), что также предохраняет трансформатор. С наружной части под электродами расположены небольшие «усики» из латуни для уменьшения расстояния между электродами — разряд образуется между ними. В данной конструкции расстояние между электродами — 30 мм, а длина короны — 20 мм. Искра образуется и без «усов» — между электродами, но есть опасность пробоя трансформатора, образования ее внутри корпуса. Идея «усов» взята из фирменных моделей.

Во избежание самовключения при ношении целесообразнее применять выключатель движкового типа.

Хочется предупредить радиолюбителей о необходимости осторожного обращения с изделием как в период конструирования и наладки, так и с готовым аппаратом. Помните, что он направлен против хулигана, преступника, но в то же время против человека. Превышение пределов необходимой обороны наказывается по закону.

5.5.4. Формирователь биполярных напряжений [7]

Приведенная на рис. 5.13 схема может быть очень полезной, требуется получить от одного источника два напряжения разной полярности, например для питания операционного усилителя.

В бестрансформаторном преобразователе элемент DD1.1 служит генератором прямоугольных импульсов, при указанных значениях R1 и С1 его частота примерно равна 100 кГц и сигнал имеет TTЛ-уровни. DD1.2 и DD1.3 «буферируют» отдельно два канала. К выходам обоих буферов подключены двухполупериодные выпрямители, элементы которых по отношению друг к другу включены в противоположных полярностях, таким образом на выходах преобразователя имеются симметричные напряжения ±8,5 В с допустимым током нагрузки 10 мА.

Учитывая сравнительно высокую частоту работы преобразователя, для С2…С5 необходимо использовать по возможности танталовые конденсаторы.

Рис. 5.13. Формирователь биполярных напряжений

5.5.5. Источники питания с конденсаторным делителем напряжения

Маломощные сетевые блоки питания с гасящим конденсатором в силу своей предельной простоты получили в последние годы большое распространение, несмотря на ряд присущих им серьезных недостатков (таких, например, как гальваническая связь цепи нагрузки с сетью переменного тока). Конечно, их приходится так или иначе преодолевать. Если нагрузочный ток такого источника меняется в широких пределах, параллельно нагрузке необходимо включать стабилитрон, что существенно снижает КПД устройства.

Сетевой источник питания с гасящим конденсатором (рис. 5.14), по сути, есть делитель напряжения, у которого верхнее плечо — конденсатор, а нижнее представляет собой сложную нелинейную диодно-резисторно-конденсаторную цепь. Этим и определены недостатки (и достоинства, конечно) таких устройств.

Рис. 5.14. Сетевой источник питания с гасящим конденсатором

Для того чтобы источник мог работать в широком интервале тока нагрузки с высоким КПД, достаточно входной делитель напряжения выполнить чисто реактивным, например конденсаторным (рис. 5.15). Он позволяет дополнительно стабилизировать выходное напряжение источника последовательно включенным компенсационным или импульсным стабилизатором, чего нельзя делать в обычном источнике с гасящим конденсатором.

Рис. 5.15. Источник питания с конденсаторным делителем напряжения

Источник с конденсаторным делителем напряжения целесообразно использовать для совместной работы с импульсными стабилизаторами. Идеально подходит он для устройства, длительно потребляющего малый ток, но требующего в определенный момент резкого его увеличения. Пример — квартирное сторожевое устройство на микросхемах КМОП с исполнительным узлом на реле и звуковом сигнализаторе.

Ток, потребляемый конденсаторным делителем, будет иметь фазовый сдвиг в 90° относительно напряжения сети, поэтому делитель напряжения на реактивных элементах не требует охлаждения.

Исходя из вышесказанного ток через делитель вроде бы можно выбрать сколь угодно большим. Однако неоправданное увеличение тока делителя приведет к активным потерям в проводах и к увеличению массы и объема устройства. Поэтому целесообразно принять ток через делитель напряжения в пределах 0,5…3 от максимального тока нагрузки.

Расчет источника с емкостным делителем несложен. Выходное напряжение U_вых и полный выходной ток (стабилитрона и нагрузки I_вых) источника по схеме рис. 5.14, а связаны следующим образом: (I_вых = 4∙f∙C1(2U_c — U_вых).

Эта формула пригодна и для расчета источника с конденсаторным делителем, в ней просто надо заменить С1 на суммарную емкость параллельно соединенных конденсаторов С1 и С2, показанных на рис. 5.15, a U_c — на U_c21 (напряжение на конденсаторе С2 при R_н = 1), т. е. U_c21 ч = U_c∙С1/(С1 + С2). Тогда I_вых = 4∙f∙(C1 + C2)∙[U_cC1∙√2/(C1 + С2) — U_вых или после очевидных преобразований I_вых = 4f∙C1[U_c∙√2 — U_вых(1 + С2/С1)].

Поскольку падение напряжения на диодах моста U_д при малых значениях U_вых становится заметным, получим окончательно I_вых = 4∙f∙C1[U_c∙√2 — (U_вых + 2U_д)(1 + С2/С1)].

Из формулы видно, что при R_н = 0 (т. е. при U_вых = 0) ток I_вых, если пренебречь падением напряжения на диодах, остается таким же, как у источника питания, собранного по схеме рис. 5.14, а. Напряжение же на выходе без нагрузки уменьшается: U_вых = [U_cC1∙√2/(C1 + С2] — 2U_д.

Емкость и рабочее напряжение конденсатора С2 выбирают исходя из необходимого выходного напряжения — соотношение значений емкости С1/С2 обратно пропорционально значениям падающего на С1 и С2 напряжения. Например, если C1 = 1 мкФ, а С2 = 4 мкФ, то напряжение U_c, будет равно 4/5 напряжения сети, a Uc₂ = U_c/5, что при напряжении сети U_c = 220 В соответствует 176 и 44 В. Необходимо учесть, что амплитудное значение напряжения почти в 1,5 раза превышает действующее, и надо выбрать конденсаторы на соответствующее номинальное напряжение.

Несмотря на то, что теоретически конденсаторы в цепи переменного тока мощности не потребляют, реально в них из-за наличия потерь может выделяться некоторое количество тепла. Проверить заранее пригодность конденсатора для использования в источнике можно, просто подключив его к электросети и оценив температуру корпуса через полчаса. Если конденсатор С1 успевает заметно разогреться, его следует счесть непригодным для использования в источнике.

Практически не нагреваются специальные конденсаторы для промышленных электроустановок — они рассчитаны на большую реактивную мощность. Такие конденсаторы используют в люминесцентных светильниках, в пускорегулирующих устройствах асинхронных электродвигателей и т. п.

Ниже представлены две практические схемы источников питания с конденсаторным делителем: пятивольтный общего назначения (рис. 5.16) на ток нагрузки до 0,3 А и источник бесперебойного питания для кварцевых электронно-механических часов (рис. 5.17).

Рис. 5.16. Схема пятивольтного источника питания общего назначения с конденсаторным делителем напряжения

Рис. 5.17. Схема источника бесперебойного питания для кварцевых электронно-механических часов с конденсаторным делителем напряжения

Делитель напряжения пятивольтного источника состоит из бумажного конденсатора С1 и двух оксидных С2 и С3, образующих нижнее по схеме неполярное плечо емкостью 100 мкФ. Поляризующими диодами для оксидной пары служат левые по схеме диоды моста. При номиналах элементов, указанных на схеме, ток замыкания (при R_н = 0) равен 600 мА, напряжение на конденсаторе С4 в отсутствие нагрузки — 27 В.

Электронно-механические часы обычно питают от одного гальванического элемента напряжением 1,5 В. Предлагаемый источник вырабатывает напряжение 1,4 В при среднем токе нагрузки 1 мА. Напряжение, снятое с делителя С1С2, выпрямляет узел на элементах VD1, VD2, С3. Без нагрузки напряжение на конденсаторе С3 не превышает 12В.

5.5.6. Блок питания с регулируемым выходным напряжением

Это устройство может применяться как переносной источник стабилизированного напряжения при налаживании и испытании различных устройств на транзисторах. Блок питания обеспечивает получение стабилизированного постоянного напряжения до 12 В при силе тока через нагрузку до 250…300 мА. Принципиальная схема блока питания приведена на рис. 5.18, а.

Рис. 5.18, а) схема блока питания с регулируемым стабилизированным напряжением

Он состоит из сетевого трансформатора TV1, двухполупериодного мостового выпрямителя на диодах VD1—VD4 и конденсатора С1, сглаживающего пульсации выпрямленного напряжения, стабилизатора напряжения на стабилитроне и транзисторах VT1, VT2. Выходное напряжение плавно регулируется переменным резистором R2 от долей вольта до 12 В. При увеличении силы тока нагрузки до 250…300 мА величина выходного напряжения остается практически постоянной. Трансформатор TV1 понижает напряжение сети до 12… 14 В, после выпрямления напряжение на конденсаторе С1 равно 16…18 В. Особенность двухполупериодного мостового выпрямителя с конденсатором на выходе состоит в том, что с изменением емкости конденсатора С1 или сопротивления нагрузки R_н изменяется значение коэффициента пульсаций выпрямленного напряжения, т. е. изменяется переменное напряжение с удвоенной частотой основной гармоники. При τ_разр >= 10Т коэффициент пульсаций равен:

Где τ_разр = C1∙R¹_н; R¹_н — в данном случае сопротивление цепи разряда конденсатора С1, состоящей из последовательно соединенных стабилитрона VD5 и резистора R1:

f_осн = 100 Гц.

При уменьшении емкости конденсатора С1 (или сопротивления нагрузки) пульсации возрастают, а среднее значение выпрямленного напряжения уменьшается. При большой емкости конденсатора С1 максимальное значение силы тока диода в момент включения выпрямителя определяется лишь сопротивлениями диода в прямом направлении и вторичной обмотки трансформатора; поэтому сила тока может достигать значений, больших I_{пр. макс}. Такой большой ток может вывести из строя диод, поэтому для предотвращения этого при больших емкостях конденсатора С1 следует последовательно с диодами включать добавочные резисторы. Напряжение U_{обр. макс}, прикладываемое к диоду, в два раза превышает напряжение на вторичной обмотке трансформатора U_2m, так как в момент времени, когда диод заперт, напряжения на конденсаторе и на вторичной обмотке трансформатора складываются. Стабилизированное напряжение с резистора R2 подается на базу транзистора VT1, включенного по схеме эмиттерного повторителя, который является управляющим элементом.

Напряжение с его нагрузки подается на базу регулирующего транзистора VT2, который также включен по схеме с ОК. Когда движок резистора R2 находится в крайнем нижнем (по схеме) положении, напряжение на базе управляющего транзистора равно нулю, оба транзистора закрыты и напряжение на выходе стабилизатора также равно (или близко) нулю. При перемещении движка резистора вверх открывается транзистор VT1, а также транзистор VT2, сила тока через нагрузку увеличивается. Напряжение на выходных гнездах XS1 стабилизатора на 0,3…0,4 В меньше, чем на базе управляющего транзистора VT1 (в эмиттерных повторителях на германиевых транзисторах выходное напряжение всегда меньше входного на величину, равную примерно 0,2 В). Монтажная плата блока показана на рис. 5.18,6, а конструкция блока — на рис. 5.18, в.

Рис. 5.18. б) монтажная плата блока питания; в) конструкция блока питания

5.5.7. Блок питания со стабилизатором компенсационного типа

Этот блок питания служит для питания микросхем и имеет выходное напряжение, равное 5 В. В нем используется стабилизатор компенсационного типа, в котором благодаря наличию отрицательной обратной связи обеспечивается постоянство напряжения на нагрузке (рис. 5.19).

Рис. 5.19. Схема блока питания со стабилизатором компенсационного типа

Напряжение на вторичной обмотке трансформатора TV1 примерно 3,5 В, выпрямленное напряжение на конденсаторе С1 равно 5,5…6 В. Выходное напряжение с делителя напряжения R2R3 подается на инвертирующий вход (вывод 9) операционного усилителя, а образцовое напряжение, снимаемое со стабилитрона VD5, подается на неинвертирующий вход (вывод 10). Изменение напряжения между инвертирующим и неинвертирующим входами на несколько сотен микровольт вызывает изменение выходного напряжения в пределах его полного диапазона, определяемого ЭДС источника питания ОУ. Обычно схема включения ОУ такова, что с помощью внешней отрицательной обратной связи напряжение подается с выхода на вход, в результате чего разность напряжений между входами становится равной почти нулю. Поэтому при изменении (например, увеличении) напряжения на выходе стабилизатора изменится (увеличится) напряжение на инвертирующем входе ОУ, а это в свою очередь приведет к уменьшению выходного напряжения, и наоборот. Сопротивление транзистора VT1 увеличится (так как на его базе уменьшится положительное напряжение), напряжение на нагрузке уменьшится. Это приведет к тому, что напряжение между выводами 9 и 10 станет практически равно нулю. Этот переходный процесс длится несколько микросекунд. Напряжение на выходе блока питания можно определить по упрощенной формуле:

U_вых = U_ст∙(R2 + R3)/R3

где U_ст — напряжение на стабилитроне VD5.

Изменяя в небольших пределах сопротивления резисторов R2, R3, можно изменять выходное напряжение источника. При этом, как видно из формулы, выходное напряжение не может быть меньше напряжения стабилизации стабилитрона VD5. Резистор R4 ограничивает выходной ток, конденсатор С2 предотвращает возбуждение операционного усилителя. Коэффициент стабилизации стабилизатора составляет 200…400, а выходное сопротивление — несколько миллиом. Сила максимального выходного тока равна произведению предельно допустимой силы выходного тока ОУ на коэффициент h_21э транзистора VT1 и составляет примерно 150 мА.

Трансформатор выполнен на магнитопроводе Ш16х35, первичная обмотка содержит 3000 витков провода ПЭВ-2 0,1, а вторичная — 55 витков провода ПЭВ-2 0,47. Конструкция блока питания произвольная. Детали выпрямителя и стабилизатора напряжения можно смонтировать на печатной плате или навесным методом.

Выводы деталей пропускают через отверстия в плате и соединяют между собой (по принципиальной схеме) непосредственно или отрезками монтажного провода с другой стороны платы.

5.6. ПОЛЕЗНЫЕ СОВЕТЫ

5.6.1. Номограммы для расчета RC- и LC- фильтров нижних частот

Конструирование различной аппаратуры почти всегда сопряжено с расчетом сглаживающих фильтров, которые применяются для уменьшения амплитуды пульсаций напряжения, используемого для питания электронных устройств и в цепях развязки по низкой частоте. Наибольшее распространение получили Г-образные RC-и LC-фильтры. Способность фильтра уменьшать пульсации характеризуется коэффициентом сглаживания:

К_c = р_вх/р_вых

где р_вх и р_вых — коэффициенты пульсаций на входе и выходе фильтра.

Величина р_вх определяется режимом работы выпрямителя. Коэффициент пульсаций на выходе фильтра р_вых зависит от характера нагрузки и находится в пределах от 0,00001 до 0,2.

Для расчета Г-образных фильтров используются формулы:

RC = 1,5∙10⁵∙K_c/m²f²

LC = 2,5∙10⁴∙(K_c + 1)/m²f²

где R, L и С — элементы сглаживающих фильтров, измеряемые соответственно в Ом, Гн, мкФ; К_с — коэффициент сглаживания; m — число фаз выпрямления (для однополупериодной схемы m = 1; для двухполупериодной, мостовой и параллельной схемы удвоения m = 2); f — частота выпрямляемого тока, Гц.

Расчет фильтров значительно упрощается при использовании номограмм, приведенных на рис. 5.20, а и рис. 5.20, б. На номограмме для расчета RC-фильтров (рис. 5.20, а) по оси I отложена в логарифмическом масштабе частота питающей сети, по оси II — величина К_с, тоже в логарифмическом масштабе с модулем в два раза меньшим, чем модуль оси I. По осям III и IV отложены соответственно величины емкости в микрофарадах и сопротивления в омах. Модуль осей III и IV равен модулю оси I. Пользоваться номограммой следует так: через точки, соответствующие заданной частоте и требуемой величине К_с, проводится прямая до пересечения с осью III. Точка встречи прямой с осью III определяет линию равных произведений RC (наклонные прямые линии, расположенные между осями III и IV), представляющую собой геометрическое место точек, у которых произведение R и С есть постоянная величина. Обычно при расчете оказывается заданным значение какого-либо одного элемента фильтра — R или С.

Рис. 5.20, а. Номограммы для расчёта RC-фильтров нижних частот

Рис. 5.20, б. Номограммы для расчёта LC-фильтров нижних частот

Определение величины другого элемента заключается в отыскании на выбранной линии равных произведений такой точки, у которой проекция на координатную ось соответствует заданной величине.

Проекция найденной точки на другую ось определит искомую величину. На рисунке приведен пример пользования номограммой для следующих условий: f = 750 Гц, m = 1, К_с = 100. Если задано R = 200 Ом, то необходимая величина емкости С = 100 мкФ; если задано С = 25 мкф, то R = 800 Ом. Если оказывается, что одно звено фильтра не обеспечивает необходимую величину К_с, можно использовать два или более последовательно включенных звена. В этом случае общий коэффициент сглаживания равен произведению коэффициентов сглаживания каждого звена.

Номограмма для расчета LC-фильтров (рис. 5.22, б) аналогична рассмотренной выше. Отличие заключается лишь в том, что модуль оси II в четыре раза, а модуль осей III и IV в пять раз меньше модуля оси I. На рис. 5.20, б приведен пример расчета LC-фильтра для следующих условий: f = 250 Гц, m = 2, К_с = 400. Если С = 20 мкф, то L = 2 Гн, если L = 4 Гн, то С = 10 мкФ.

5.6.2. Питание радиоаппаратуры от бортовой сети автомобиля

При использовании в поездках переносной радиоаппаратуры — магнитофонов, радиоприемников — целесообразно питать ее от бортовой сети автомобиля. Однако многие из этих устройств рассчитаны на напряжение не более 69 В. В этом случае их питание в автомобиле можно осуществить через цепочку диодов, как показало на рис. 5.21.

Рис. 5.21. Питание радиоаппаратуры от бортовой сети автомобиля

Диоды должны выдерживать силу тока, потребляемую аппаратурой. При этом надо учитывать, что на кремниевых диодах «падает» 0,7 В, а на германиевых — 0,4 В. Немаловажно и то, что диоды защитят аппаратуру в случае ее неправильного подключения к полюсам автомобильного аккумулятора.

5.7. ЗАДАЧИ

1. Построить осциллограмму тока нагрузки (рис. 5.22, а), используя вольт-амперные характеристики диода (рис. 5.22, б, в), если напряжение U_вх = 160 В; сопротивление нагрузки R_н = 5 кОм.

Рис. 5.22.

2. Чему равен ток через нагрузочный резистор сопротивлением R_н = 120 Ом мостового выпрямителя, если на вход трансформатора поступает напряжение U_1m = 140 В, коэффициент трансформации n_тр = 0,1, а сопротивление каждого полупроводникового диода в схеме равно 10 Ом?

3. Определить напряжение U_н на нагрузочном резисторе R_н = 980 Ом и коэффициент передачи по напряжению, если на входе действует источник напряжения, содержащий постоянную составляющую U_вх = 20 В и переменную составляющую U_~ = 20 В с частотой f = 50 Гц, R = 20 Ом, С = 200 мкФ (рис. 5.23).

Оценить, на сколько отличаются коэффициенты передачи по постоянной и переменной составляющим.

Указание. Расчет провести отдельно для постоянной и переменной составляющей.

4. Зависимость напряжения нагрузки стабилизатора от входного напряжения может быть записана в следующем виде: U_н = 0,01∙U_вх + 10. Определить коэффициент стабилизации при напряжениях U_вх = 10; 50; 100 В.

5. Чему равно относительное изменение напряжения на выходе параметрического стабилизатора, если U_ст = 8 В, ток стабилизатора изменился на DI_ст = 1 мА, а динамическое сопротивление R_д = 16 Ом?